一种双向大电流负载开关芯片的设计

摘要

近年来，随着很多新型便携式电子产品的相继问世，如可穿戴式电子产品、5G智能手机、平板电脑以及可生物植入和生物注射的天线等。新型电子产品具有体积小，方便携带，自带蓄电功能，对电源的性能要求更高。在日常使用中为了节省电能，除了应用高效率的电源管理芯片外，还需要多个负载开关，并由微处理器进行控制组成负载管理，在不同的工作状态时，给有用的负载供电，将不用的负载统统关断。负载开关IC是一种电源IC，具有体积小、低电压工作、低导通电阻和低静态电流等特点，与传统分立式电源结构相比，使用负载开关有助于显著缩小电源IC的尺寸和节能，并且对负载可以起到很好的保护作用，因此深受电源IC设计师们的喜爱。

论文在研究了负载开关IC发展现状基础上，针对耐高压、大电流的产品应用，设计了一款双向大电流的负载开关芯片；该款负载开关IC具有3V到20V的宽输入电压工作范围，提供最大5A的持续负载电流；此外，该芯片还可提供输入过压保护、过温保护、欠压锁定以及输出电压的反向阻断功能，同时还可支持USB充电和OTG的自主切换。该芯片主要用于智能手机、手持设备、平板电脑和其它便携式设备中。

本文首先系统地研究了负载开关的基本原理与结构，为双向大电流负载开关IC的设计提供理论指导，然后结合传统负载开关输出电流较小，不具备OTG功能等特点，提出了双向大电流负载开关芯片的实现方法与整体结构框图，然后对相应子模块电路进行具体设计，并使用Cadence工具下的Spectre软件搭建电路，采用0.18µm BCD工艺完成相关子模块电路的仿真分析工作，最后对芯片整体电路进行了功能验证。

关键词：负载开关；浪涌保护；过压保护电路；反向电流阻断；过温保护

　第1章绪 论

本章主要介绍了负载开关的研究背景及意义，对负载开关的应用状况作了简单介绍，然后对国内外负载开关研究现状作了简要分析，最后结合本论文完成的主要工作，对论文的主要工作内容和章节安排进行介绍。

　1.1 负载开关的研究背景及意义

近些年，随着可穿戴电子设备、5G手机以及人工智能等新一代智能化电子产品的快速问世，使得电源需求逐渐趋向于高度复杂和多功能化发展, 电子产品对轻小型便携式电池提供电能设备的高效需求也逐步上升, 相应的负载开关受欢迎程度也随之急剧上升, 因为它使设计人员即使是在最小的设备中也能实现高能效、高精密的电源管理方案[1-3]。从负载开关基本电路组成角度出发，可以知道负载开关最突出的优势为结构简单，劣势是缺少相应的过热保护、输出短路等保护功能，一旦出现负载端路，或是相应的负载开关受到损坏，则会导致整个装置以及系统失稳不能正常运行。最近几年，电源设计人员相继开发出多款集成式负载开关，使得性能不仅增强、还稳固了负载开关的工作可靠性[4-6]。

集成负载开关是可用于开启和关闭系统中电源轨的电子继电器[7]。负载开关为系统带来许多优势，并且集成通常难以用分立元件实现的保护功能[8]。负载开关可用于多种不同的应用[9-11]，例如①在安全保护方面：引入了相应的热关断电路。一旦出现局部短路的状况，负载开关内部的管芯温度便会超出过热阈值（如125℃），相应的热关断电路便会启动工作切断负载开关。此时，不仅能够避免负载烧毁，还能确保其他电路正常进行供电。当过热故障产生时，负载开关还会反馈出相应的故障信号（给微处理器）告警故障发生。此外还具备一定的输入欠压锁存保护功效。②过流保护：引入额外的限流电路到负载开关当中。具备限流输出形式的负载开关，一方面可以有效提升可靠性，另一方面还能确保系统安全运行，除此之外，还可应用到功率分配开关、热插拔插座以及USB端口当中。有些负载开关在发生过流的同时还具备输出锁存功能，这种情况可认为其充当“电子保险丝”的功效，一旦完成过流故障排查后，只需重启即可恢复运行。③浪涌电流控制：在没有任何转换率控制的情况下开启子系统时，可能会由于负载电容快速充电产生浪涌电流而导致输入轨下陷。由于此输入轨可能正在为其它子系统供电，因此这便会引发系统失效等问题。负载开关可以通过控制输出电压的上升时间来消除输入轨的下陷。此外，在一些应用中，可将一些暂时不用的电路关闭(如DC/DC转换器、LDO等模块)并将其置于待机模式，但即使处于关断状态，这些模块的漏电流也相对较高。此时，在负载前面放置一个负载开关可显著减小漏电流[12]。因此，在电源管理及负载保护产品中对负载开关的研究具有非常重要的意义[13]。负载开关的主要功能是连接或断开电源和负载，提供相对较为简便的开关控制以及保护功能。除此之外，负载开关的导通速率还可基于输出电压进行控制，通过控制场效应晶体管（FET）栅极的充电，在输出电压的上升时间控制浪涌电流，以此对输入电压形成浪涌保护[14]。近年来，电源需求正逐渐向高度复杂，高度集成化的趋势发展，对轻小型便携式电池提供电能设备的高效需求也逐步上升, 同时负载开关受欢迎程度也急剧上升[15]。

因此，本文以对适用于新型便携式电子设备的电源管理和负载保护产品为主要研究背景，从过压保护、浪涌保护及反向电压阻断功能等方面展开，设计一款针对大电流产品应用的负载开关，从功能需求及产品定义的角度出发，完成了芯片的系统设计、子模块电路设计以及仿真验证工作。

1.2 国内外研究现状

　　1.2.1 国外研究现状

当前，国外存在许多半导体厂商进行多功能负载开关的开发与研制，例如TI、ON semiconductor（安森美）、Fairchild Semiconducto（仙童半导体）、Diodes Incorporated、Maxim Integrated（美信）、NXP（恩智浦），像日本的半导体公司TOSHIBA以及全球领先的半导体公司Infineon（英飞凌）等，都存在负载开关类产品的研发与销售。这里简单的介绍一些半导体公司的代表性负载开关产品。

像NCP（安森美）的开关电池充电器NCP185x系列，充电电压范围3.3 V-4.5 V，可支持反向USB OTG和快充模式，在内部集成过压闭锁和过压保护等功能；为大电流系统和负载提供全面保护的输入电压范围为1.8V到5.5V FPF2000-FPF2007系列负载开关产品；以及为需要1.8V至8V输入和2.5A输出电流能力的便携式电子设备提供紧凑型功率管理研发的集成式FDC632xx系列负载开关。

TI公司的具有快速输出放电和导通引脚滞后功能的3.6V，1A，63mΩ TPS22934 – 型负载开关[16]；具有反向电流保护的超小型3A TPS22930A-型负载开关；具有可调上升时间和快速输出放电（QOD）功能的5.5V、6A、14mΩ TPS22976-型双路负载开关；具有快速输出放电和导通引脚滞后功能的3.6V，0.5A，55mΩ TPS22932B -型负载开关；和具有控制启动功能的小型、超低导通电阻的TPS22963C – 型负载开关。

NXP（恩智浦）公司推出的适用于USB Type-C和PD应用的NX30P6093型负载开关，它是一款8 A I2C（两线双向总线控制）控制过压保护负载开关。该款负载开关工作电压为2.8 V至20.0 V，它包括欠压锁定、过压锁定和过温保护电路，用于在发生故障时自动隔离电源开关终端。该产品具备输入引脚阻抗检测功能，向系统提供USB电源引脚状态，避免对Type-C端口电源引脚造成短路损害。

日本TOSHIBA（东芝）公司推出的TCK321G、TCK322G、TCK323G系列负载开关，具有36V高输入电压以及2A的大电流输出特性，适用于电池充电、智能手机、平板电脑、可穿戴设备以及其它具有多种充电选项的移动设备的应用[17]。

ADI（亚德诺半导体）公司推出的高端负载开关ADP197，工作电压范围1.8 V到5.5V，它能提供电源隔离，帮助延长电源使用寿命。该器件内部添加了一个低导通电阻的N沟道MOSFET，可支持超过3安培的连续电流，该款负载开管非常适合于电池供电的便携式充电设备。

此外，FAIRCHILD（仙童半导体）公司、ANALOGIC TECH（研诺半导体）公司和MICREL（麦瑞半导体）等多家公司也都相继开发出多种新型负载开关。这些公司研究的负载开关产品主要集中在小电流低电压负载的应用，大部分工作电压为1.2V~5.5V，只有少数工作电压为3V~13V。如果要求工作电压18V~36 V，工作电流≧5 A，则较难找到合适的现成产品。

　　1.2.2 国内研究现状

我国在电源IC管理和负载开关设计领域著名的企业并不是很多，像X的Rich Tek半导体公司在做LDO，LED驱动器和具有限流保护功能的功率开关；上海贝岭公司在做广泛应用于音频和数据切换的负载开关；北京的SGMICRO（圣邦微电子）半导体公司在做模拟集成电路的研发和销售，其中也有类似SGM2554系列的限流保护负载开关产品的推出；以及上海韦尔半导体的WS46XXX系列，主要针对USB充电设备保护应用，工作电压为2.5V~5.5V的多功能保护负载开关。这些公司的负载开关产品各有侧重，主要取决于实际的应用环境。

目前，我国在高端集成式负载开关类型的产品还不是很多，市场上大都以传统的功率开关为主。为此，本课题拟研究和设计一款具有双输入功能的双向大电流负载开关芯片。该芯片的输入引脚可支持高达20V的直流工作输入电压，可承受的耐压值最大为直流28V，从输入引脚到输出引脚的连续工作电流最大可达5A。同时该芯片还具有集成的高速输入过压保护功能，在导通状态或关断状态期间发生浪涌事件时可确保其安全工作。

1.3 论文主要工作和章节安排

本论文的主要工作是基于BCD工艺设计了一款双向大电流的负载开关芯片，论文的作者主要负责芯片的系统设计、工艺选型、模拟电路部分设计与整体电路的仿真验证工作。论文的主要内容和各章节安排如下：

第1章为绪论，主要阐述了本课题的研究背景和发展状况，总结了由于新一代智能化便携式电子产品的快速发展，对电源管理芯片的要求更高，进而对负载开关的需求也越来越强烈，然后介绍了当前国内外一些著名的集成电路设计公司的代表性负载开关产品；最后根据市场需求和应用，提出本文设计的双向大电流负载开关芯片，并给出本文设计的负载开关芯片的特点。

第2章为负载开关介绍，主要介绍了负载开关的基本原理及功能作用；首先给出了基本负载开关的框图和原理介绍，接着给出了负载开关的设计指标和在设计负载开关时应注意的事项及规范。

第3章为双向大电流负载开关芯片的整体设计，在分析传统负载开关优缺点的基础上提出了芯片设计框图和指标，然后对模拟集成电路的工艺做了简单介绍，重点分析了针对本文设计所使用的BCD工艺。

第4章为双向大电流负载开关芯片的子模块电路设计，以第3章的理论基础和设计思路为指导，对各个子模块电路进行分析设计，并给出仿真结果。

第5章为整体仿真电路验证，搭建了负载开关芯片的整体仿真框图，对主要的指标参数进行仿真验证。

第6章是总结和展望，一方面对自己的研究内容进行了一个总结，另一方面对自己的研究指出不足之处，并进一步对未来负载开关的发展作了展望。

　第2章负载开关介绍

本章主要对负载开关的原理做了一定介绍，给出了负载开关的基本结构，基于传统负载开关框图分析了负载开关的基本组成模块，介绍了负载开关在电路保护和电源管理中的功能作用，最后给出了负载开关设计时的指标要求和注意事项。

2.1 负载开关的基本原理

负载开关是可用于开启和关闭电源轨的集成电子继电器。负载开关为系统带来许多其它优势，并且集成通常难以用分立元件实现的保护功能。负载开关一般是由输入电压引脚、输出电压引脚、使能引脚以及接地引脚四个部分组成。

如图2.1所示。当设备凭借ON引脚启动，通过FET（场效应晶体管）打开，电路中电流即可从输入流向输出引脚，依次将电能传送到下游电路。

图2.1 传统负载开关电路图

从传统负载开关电路图来看，优点是结构相对较为简单，以最简单的电路实现对负载的保护；缺点在于结构较为单一，不具备过热保护等功能。一旦出现短路，不仅相应的负载开关会受到损坏，而且会造成电源过载，导致整个装置以及系统失稳不能正常运行。最近几年，电源IC设计工程师针对不同应用场景和电子设备，在传统负载开关结构上进行了相应功能模块的集成，不仅增强了负载开关的性能、还稳固了可靠性。下图2.2是多功能集成负载开关的基本框图。

图2.2 集成负载开关基本框图

从图中可以看出，该负载开关共包括八个模块。它们分别是导通FET、驱动模块、逻辑控制模块、电荷泵、反向电流保护、限流模块、热关断以及快速输出放电模块。

1. 导通FET是负载开关的主要元件，它决定了负载开关可处理的最大输入电压和最大负载电流。负载开关的导通电阻是导通FET的特性，将用于计算负载开关的功耗。导通FET既可以是N沟道FET，也可以是P沟道FET，采用何种导通FET将直接决定负载开关的架构。

2. 栅极驱动器以控制方式对导通FET的栅极进行充放电，从而控制器件的上升时间。

3. 逻辑控制模块由外部逻辑信号驱动。它控制了导通FET和其它模块，如快速输出放电模块、电荷泵以及带保护功能模块的接通和关断。

4. 并非所有负载开关中均包含电荷泵。电荷泵用于带有N沟道FET的负载开关，因为栅极和源极间需要有正差分电压才能正确接通FET。

5. 高反向偏置电压的产生是导致反向电流的根本原因；电流走向改变为输出到输入端。反向电流有可能损坏内部电路和电池等电源，因此为了避免这种情况的发生，需要在芯片内集成反向电流保护功能。

6. 在电子设备的使用过程中，一旦负载出现异常，流过的电流便瞬间增大，这种瞬态大电流可能会烧毁电路。所以需要在电路中加入限流电路，当负载开关电流达到限流值时，芯片会在恒流模式下工作，以防止过量电流造成器件失效。

7.高压功率输出电路会导致芯片产生一定的热量，芯片过热一方面会增加额外损耗，另一方面还会造成电路失效。所以为了避免这种情况的发生，需要在负载开关IC中对热关断电路进行有效设计，一旦芯片温度达到阈值温度值，电路自行输出热关断信号，对系统进行过温保护；当芯片温度低于阈值温度后，系统恢复正常运行。

8. 快速输出放电模块是一个连接输出到地的片上电阻，当通过ON引脚禁用器件时，该电阻导通。这将对输出节点进行放电，从而防止输出端浮空。对于带有快速输出放电模块的器件，仅当输入电压和偏置电压处于工作范围内时，此功能才有效。

　2.2 负载开关的功能作用

1.配电：许多电源对子系统配电的控制有限。这时可使用负载开关来接通和关断输入电压相同的子系统，而避免重复使用多个DC/DC转换器或LDO。在使用负载开关后，可通过对各个负载的控制在不同负载间进行配电，大大简化电路，提高工作效率。如图2.3所示。

图2.3 负载开关配电框图

2.上电排序和电源状态转换：在一些带有处理器的系统中，必须遵循严格的上电时序。负载开关可提供每个电源路径的独立控制，从而简化上电排序的负载点控制，如图2.4 所示。

图2.4 使用负载开关的上电排序

3.低漏电流：在许多设计中，存在只在特定工作模式期间使用的子系统。可以使用负载开关关闭这些子系统的电源来限制漏电流量和功耗。在一些应用中，可禁用DC/DC转换器、LDO等模块并将其置于待机模式。但即使是处于关断状态，这些模块的漏电流也相对较高。这时在负载前面放置一个负载开关可显著减小漏电流和功耗。图2.5显示了使用和不使用负载开关时的漏电流对比情况。

图2.5 使用和未使用负载开关时的漏电流情况对比

4.断电控制：当不带快速输出放电功能的DC/DC转换器或LDO关闭时，负载电压保持浮空，断电取决于负载，如图2.6所示。这可能导致出现预想外的动作，因为下游模块并未在断电后到达指定状态。

图2.6 未使用负载开关时的不受控断电

使用带快速输出放电功能的负载开关可缓解这些问题。负载将以受控方式快速断电，并将复位为已知的良好状态以备下次上电，如图2.7所示。

图2.7 使用负载开关时的受控断电

5.浪涌电流控制：在没有任何转换率控制的情况下开启子系统时，可能会由于负载电容快速充电产生浪涌电流而导致输入轨下陷。由于此输入轨可能正在为其它子系统供电，因此这会引发器件失效等问题。负载开关可以通过控制输出电压的上升时间来消除输入电压的下陷，从而解决此问题。

6.某些应用可能需要负载开关中集成故障保护功能。一些负载开关包括反向电流保护、ON 引脚滞后、限流、欠压锁定和过热保护等集成功能。与通过离散元件实现这些复杂电路不同，使用集成负载开关可减少物料清单数量（BOM）、减小解决方案尺寸并缩短开发时间。下面简要介绍了其中一些功能：反向电流保护功能将阻止电流从VOUT引脚流向VIN引脚。如果没有此功能，当二极管压降导致VOUT上的电压高于VIN上的电压时，电流可能从VOUT引脚流向VIN 引脚。因此，反向电流阻断可使某些应用获益，如电流不应从VOUT流向VIN的电源多路复用器应用。有许多不同的方法可实现反向电流保护。在某些情况下，器件将监视VIN引脚和VOUT 引脚上的电压。当此差分电压超出特定阈值时，开关将被禁用，同时体二极管断开以防止出现流向VIN的反向电流。某些器件只有在被禁用时才具有反向电流保护功能。ON引脚滞后功能可使GPIO使能更稳定。由于ON引脚上存在逻辑高电平与逻辑低电平的电压差，即使GPIO线上出现噪声，控制电路也将按预期工作。限流功能将限制负载开关输出的电流量。这将确保外部电路不会拉过量的电流。如果电流不受限制，外部电路可能会使主系统停止工作。在限流模式下，负载开关提供连续电流，直至开关电流降至电流限值以下。欠压锁定 (UVLO) 用于在VIN电压降至阈值以下时关闭器件，以确保下游电路不会因为供电电压低于预期值而损坏。过热保护功能可在器件温度超出阈值温度时禁用开关。凭借此功能，器件可用作在检测到高温时关断的安全开关。

7.使用集成负载开关可减少系统的BOM数量和PCB面积。如果有离散FET与其它元件配合使用，则可以考虑使用负载开关来减少系统中的元件总数。分离创建负载开关时，将需要多个电阻、电容和晶体管来实现栅极驱动器、控制逻辑、输出放电和保护功能。而采用集成负载开关，只需单个器件便可实现全部功能，从而显著降低BOM 数量。

2.3 负载开关的器件选择和设计指标

1.NMOS与PMOS的选用

在NMOS器件中，通过使栅极电压高于源极电压来使导通FET接通。通常，源极电压与输入端处于相同电势。要使栅极和源极间产生上述电压差，需要一个电荷泵。使用电荷泵将增大器件的静态电流。在PMOS器件中，通过使栅极电压低于源极电压来使导通FET接通。PMOS器件的架构则无需电荷泵，因此其静态电流比NMOS器件的静态电流低。使用PMOS架构与使用NMOS架构的一个主要差别是，使用PMOS架构设计的负载开关在低电压下性能欠佳，而NMOS器件在低输入电压应用中性能良好。因此，在高压应用中的开关通路设计多采用N型MOSFET做功率开关管，这样可以有效降低导通电阻从而降低导通损耗。

导通状态电阻(RON)导通状态电阻(RON)是一个极为重要的参数，因为它决定了负载开关的压降和功耗。RON越大，负载开关的压降越大，功耗越高。

电压(VIN)和电流(IMAX)额定值决定使用哪种负载开关时的重要考虑因素之一是应用所需的电压和电流。负载开关必须能够支持稳态工作期间所需的直流电压和电流，以及瞬变电压和峰值电流。需要注意的是，一些负载开关需要偏置电压来开启器件和偏置内部电路，此偏置电压与输入电压无关。所以在设计负载开关时，对输入最大电压和最大电流值得计算极为重要。

关断电流(ISD)和静态电流(IQ)静态电流是负载开关接通时消耗的电流。除功率损耗外，静态电流还将决定负载开关接通时的功耗量。如果负载电流足够大，则静态电流引起的功耗可忽略不计。关断电流决定了负载开关通过ON引脚被禁用时的功耗量。使用负载开关切断子系统电源可显著降低电源轨的待机功耗。

快速输出放电一些负载开关具有内部电阻，该电阻会在开关关断时将输出拉至地，以避免输出浮空。要使快速输出放电功能起作用，输入电压引脚上的电压需处于工作范围内。快速输出放电功能有诸多好处，例如：①输出不会浮空并且始终处于已确定状态。②下游模块始终完全关闭。不过，仍有应用无法从快速输出放电功能中受益。③如若负载开关输出端和相应的电池连接，凭借ON引脚停止负载开关工作时，快速输出放电便会造成电池电量耗尽。④如果两个负载开关用作双输入单输出多路复用器，则负载开关无法提供快速输出放电功能。否则，快速输出放电期间将持续浪费电能，因为只要通过ON引脚禁用负载开关，电流就会通过内部电阻流向地。

上升时间上升时间因器件而异。上升时间可能需要较短，也可能较长，具体取决于应用。此外，浪涌电流与上升时间成反比。

输入和输出电容在负载开关应用中，放置输入电容，目的是为了限制进入电容的瞬变浪涌电流所造成的压降，通常在输入和地之间靠近输入端的位置放置1µF的电容。使用较大的电容将降低大电流应用期间的压降。但并非所有负载开关都需要放置电容，因为在移除电源时，输出端和地之间的总输出电容可能会使输出上的电压超过输入上的电压，对于不具备反向电路保护功能的器件，这种情况会导致电流从输出端经导通FET中的体二极管流向输入端，由此造成负载开关损坏现象。为防止出现这种情况，一般选择输入电容和负载电容为10:1 的比值。

2.4 本章小结

本章主要介绍了负载开关的基本原理和功能作用，以及在设计负载开关时应注意的重要指标参数和设计规范。首先基于负载开关电路结构对其相关原理进行了简明概述，然后结合目前的多功能集成式负载开关系统框图，简单介绍集成式负载开关的模块以及设计方法。

　第3章 负载开关芯片的整体设计

本章主要基于上一章负载开关的基本原理和设计方法，在分析传统负载开关的优缺点后，对本文提出的双向大电流负载开关芯片进行整体设计，给出了本文设计的负载开关芯片应该满足的各项电气特性指标和参数，最后对负载开关设计中用到的工艺技术做了简要介绍。

　3.1 负载开关芯片的整体设计要求

根据前面对负载开关的介绍，可以看到负载开关在电路中将电源隔离同时提供对负载的保护，但传统的负载开关功能较为单一，在电路中仅实现基本的通断功能；多功能集成式负载开关与其相比除了具备传统负载开关基本的通断功能外，还根据不同的应用集成了更多的功能，使得其可以广泛应用于便携式消费类电子产品。

为此，本文设计了一款双向大电流的负载开关芯片，该款负载开关芯片具有宽输入电压范围、大输出电流和低导通电阻的特点。可提供输入过压保护和浪涌保护，在导通状态或关断状态期间发生浪涌事件时可确保系统安全工作。同时，该芯片还具有欠压锁定、和过温保护电路，用于在发生故障时自动隔离电源开关。此外，该芯片可支持OTG（On-The-Go）数据传输功能，其正向有线充电模式从VIN输出到OUT，反向OTG数据传输模式从OUT输出到VIN，可实现双输入。

　3.1.1 应用领域

（1）智能手机、手持设备；

（2）USB Type-C接口双向供电设备；

（3）多电源接口的平板电脑、笔记本电脑等。

　3.1.2主要特性

（1）直流输入电压工作范围：3.0V~20V；

（2）导通电阻：<35mΩ;

（3）静态电流：<200µA;

（4）最大输出电流：5A；

（5）工作温度范围：-40℃~+85℃；

（6）软启动功能；

（7）输入过压保护功能；

（8）欠压锁存保护功能；

（9）过温保护功能；

（10）符合IEC 6100-4-5的100V浪涌保护；

（11）OTG数据传输功能。

　3.1.3芯片管脚定义及封装

首先对芯片各管脚进行定义，使之满足设计要求。与此同时，对其封装形式进行确定，具体的管脚定义详情如表3.1所示。

表3.1本文所设计芯片的管脚定义及功能描述

管脚位号	管脚名称	功能描述
1	VIN	负载开关外部电压输入
2	EN	使能控制信号（不允许悬空）
3	VIN_SNS	用来钳位引脚VIN上的电压
4	GND	地信号
5	SS	软启动控制
6	FLAG_N	OTG使能输入/输出
7	RX_N	无线接收器控制信号
8	VOUT	负载开关电压输出

所设计负载开关芯片采用标准SO-8封装形式，如图3.1所示。

图3.1负载开关芯片的封装图

　3.1.4芯片的电气特性指标

根据所设计芯片的功能需求，我们对芯片的电特性指标参数进行了如下设定。

（1）最大额定值

最大额定值代表芯片工作过程中所能承受的极限值，一旦超越最大额定值会对设备造成损坏。表3.2列出了芯片能许用最大额定载荷值。

表3.2所设计芯片的最大额定值

符号	定义	绝对最大额定值	单位
VIN	输入电压	-0.3~28	V
VIN_SNS	直流工作电压	-0.3~20	V
VOUT	输出电压	-0.3~20	V
IOUT	输出电流	3	A
VEN	使能管脚的电压	-0.3~6	V
VFLAG_N	FLAG_N引脚控制电压	-0.3~6	V
VRX_N	RX_N引脚控制电压	-0.3~6	V
TSTG	储存温度	-65~150	℃
TJ	结温	150	℃
ESD HBM	ESD耐压(人体模型)	2.5	KV
ESD CDM	ESD耐压（器件模型）	1	KV

（2）主要电特性指标

电气性能指标参数如下表3-3所示，在未有特殊注明情况下，这些参数适用的条件为：VIN=5V，CIN=1µF，COUT=1µF，CVIN_SNS=1µF，VEN=0V，TA=+25℃。

表3.3芯片的主要电特性指标

符号	定义	测试条件	最小值	典型值	最大值	单位
VIN	输入电压	–	3	–	20	V
IQ	静态电流	VIN=5V VEN=VIN IOUT=0A	–	110	200	µA
RON	导通电阻	VIN=5V VEN=VIN IOUT=1A	–	23	35	mΩ
RDIS_VIN	输入端放电电阻	快速放电状态	–	500	–	Ω
IOUT	IOUT，IOTG输出电流		–	±5	–	A
VENH	使能高电平	VIN=5V	1.4	–	5.5	V
VENL	使能低电平	VIN=5V	0	–	0.4	V
VLK_VIN	输入到输出漏电压	VIN=28V 开关未导通 输出不接负载	–	–	0.4	V
VLK_VOUT	输出到输入漏电压	VOUT=16V 开关未导通 输入不接负载	–	–	0.4	V
VUVLO_VIN	输入欠压锁定阈值	上升	2.5	2.8	3.0	V
		下降	2.4	2.6	2.8
VUVLO_OUT	输出欠压锁定阈值	上升	2.5	2.8	3.0	V
		下降	2.4	2.6	2.8
VUVLO_HYS	欠压锁定迟滞		–	200	–	mV
VOVP_HYS	过压保护迟滞		–	2	–	V
TSNS	启动时间	VIN=5V VIN_SNS从0到4.5V 空载状态	–	450	–	µs
TSD	过温关断阈值		–	150	–	℃
TSDHYS	过温关断迟滞		–	30	–	℃

3.1.5系统框图及功能描述

图3.2 负载开关芯片的系统框图

从图3.2负载开关芯片的系统框图可以看出，所设计的负载开关芯片主要由内部电源、过压保护、欠压锁定、过温保护、浪涌保护、以及逻辑控制和驱动等模块组成。下面分别对这些主要模块进行详细描述。

主要模块描述内部供电与带隙基准模块：给负载开关芯片内部其他低压模块提供的供电电压，由于本文所设计的负载开关芯片是一种数模混合集成电路，此类电路的特点是需要多种电压值的电源供电，以满足不同的性能要求，所以在芯片中设计内部电源，为其他模块供电。带隙基准电路为EN,OTP等模拟电路提供参考电压。

过压保护模块：在使用电子设备时，一旦操作失误，使输入电压高于额定电压值时，负载开关芯片马上就会烧坏，导致系统瘫痪，因此在电源的输入端到芯片的供电输入端，有必要添加一个过压保护电路。当输入电压超过设定值时，就切断电源输入，保护芯片不被烧坏。本文设计的过压保护电路为下游电路提供保护，使其免受过高输入电压而造成的损坏。

欠压锁定模块：在使用过程中，由于误操作使得输入电压低于芯片工作电压值时，电源芯片不工作，处于失效状态。为了避免这种情况的发生，需要加入欠压锁定电路。欠压锁定是一种保护模式，即当输入电压小于芯片启动电压时，可保护芯片不受过低电压的影响，它可保证芯片在供电电压不足时避免被损坏。

过温保护模块：该模块主要对从带隙基准模块采样得来的温度感应值和过温检测值进行温度比较。当芯片温度过高时，关闭负载开关IC，并提高过温检测电压；当温度下降到一定幅值时，芯片又重新开启工作，从而对芯片起到保护作用。

浪涌保护模块：浪涌电压是一种瞬态过电压，即短暂的一瞬间引起的电压突变，一般是由于负载短路、电源切换或接入负载过重等原因造成。在所设计的负载开关芯片中，加入抗浪涌电路，以保护芯片免于受损。

逻辑控制与驱动模块：该部分有两部分组成，逻辑控制电路部分是一个状态切换机，用于主机模式（VIN到VOUT的正向充电）和从机模式（反向OTG的数据传输）的自动切换；另一部分是驱动电路，主要功能是对RX_N，VIN_SNS以及FLAG_N等引脚和使能电路的驱动，保证芯片的正常工作和关断。

其他功能描述（1）输入输出：VIN是负载开关的输入端，为负载开关芯片提供输入电压。OUT是负载开关的输出端，连接负载。电流通过功率管从VIN流向OUT端的负载。

（2）关断控制功能：系统中的各个子模块的启动和关断都是通过EN管脚控制，一旦进入关断模式后，输出端将被自动放电拉到地。此时，EN端要么被拉到高电平要么被拉到低电平，不允许处于悬空状态。

（3）快速输入和输出放电功能：负载开关芯片在VIN和GND之间以及VOUT和GND之间各有一个用于放电的大宽长比NMOS管。当EN为低电平时，该NMOS管可迅速地将输出电容上的电荷释放掉，并关闭整个负载开关IC。

（4）反向电压阻断功能：在电源IC设计时，通常需要考虑VOUT高于VIN的情况，这个时候则需要对开关通路进行阻断，以防止输出端到输入端的电压反向。在实际的使用过程中，由于输入端经常会受到输出端反向电压的冲击，因此必须设计相应的反向电压阻断功能。一旦VIN端遭受到VOUT端反向电压冲击时，VIN端电压会高于电源电压，此时反向阻断机制能将功率开关与端口冲击电压进行有效隔离，从而保证芯片的安全。

（5）软启动功能：通常，电源电路中都会伴随有大容量的电容，在给这些大容量电容充电瞬间则需要很大的浪涌电流，这样很可能会造成输入电源的降低。软启动电路就是用于减少上电时的浪涌电流，使输出电压缓慢增加并减小对输入电源的影响。如果没有软启动模块，将较小的反馈电压与芯片的内部参考电压进行比较，这两个电压的巨大差值可能会导致功率管长时间导通产生浪涌电流，从而导致器件受到应力冲击而损坏开关管。添加软启动模块后，在芯片导通或关断电源时，软启动输出电压会平滑地或呈阶梯状上升或下降。此时，将反馈电压与软启动输出电压进行比较，以确保输出电压的平稳上升或下降。使整个芯片受到保护，可最大程度地减小功率管受到的应力冲击。

　　3.1.6负载开关芯片的整体设计流程

遵循模拟集成电路的设计与开发流程，本文所设计的负载开关芯片具体流程图如图3.3所示。

图3.3论文工作内容流程图

　　3.2 负载开关芯片的工艺选择

近些年以来，随着半导体制造工艺的快速发展，集成电路制造工艺的每一次进步都会给电子产品的性能带来极大的提升。小尺寸、低功耗和高能效是所有集成电路工艺制造商一直追求的结果。现阶段在半导体制造工艺领域发展的最为常见的工艺有三种：它们分别是基于0.18µm、0.35µm以及0.5µm的CMOS工艺、双极型工艺和DMOS工艺，还有就是由这三个工艺技术分别结合而成的BC工艺、CD工艺以及BCD工艺[18]。CMOS工艺流程比较简洁、功耗低、速度快、抗干扰能力强等，已经成为当下主流集成电路的技术。但是，CMOS器件电流驱动能力低，如果只单纯的使用CMOS工艺技术则已经不能满足愈来愈复杂的集成电路系统更多方面的需求。双极型工艺是最早发明的半导体工艺之一，主要使用NPN和PNP型三极管作为主要器件。该工艺的电流驱动能力较强，具有工作频率快、高跨导、低噪声、工艺步骤少、性价比高等优点，仍一直被应用于模拟和超高速集成电路；但是其模拟精度高、功耗比较大。DMOS分为垂直VDMOSFET和横向LDMOSFET双扩散金属氧化物半导体场效应管[19-21]。一般DMOS器件是由成百上千个DMOS管组合而成的，DMOS管数量的多少直接决定了芯片的面积和驱动能力[22-25]。下表3.4总结了双极型Bipolar，CMOS和DMOS器件的特点。

表3.4 双极型Bipolar，CMOS和DMOS器件的特点

器件类别	器件特点	应用
双极型器件	导电驱动能力强,工作频率高,集成度低，性价比高	强驱动、高精度模拟电路和超高速集成电路
CMOS器件	功能损耗小，集成化高	可做逻辑处理,
DMOS器件	高压大电流驱动	可做模拟电路和驱动，不适合做逻辑处理

如果把双极型Bipolar，CMOS和DMOS器件相互集合起来，则可以构成BC工艺，CD工艺和BCD工艺；根据本文设计的负载开关芯片的高电压、大电流的特点，本课题拟采用0.18µm32V/5V BCD工艺。下面主要对BCD工艺进行介绍。

BCD工艺技术诞生于上世纪80年代中期的Thomson公司，该工艺技术能够在同一芯片上进行模拟精度相对较高的双极型(Bipolar)、数字型CMOS等多种器件的集成。模拟电路可以看做是外部世界与数字系统连接的纽带，CMOS逻辑电路便是进行信号处理的大脑，而高压/功率部分执行外部负载的驱动[26]。BCD工艺技术不仅具备Bipolar管高精度、低噪声以及电流驱动高的优良特性，而且拥有CMOS管低能耗、集成度高以及便于逻辑控制等优良特性；除此之外，还具备DMOS器件响应迅速、热稳定性良好以及耐高压的特性。凭借芯片内部各种形式的电路集成可有效降低内部互连，进而确保电磁干扰有效下降，使得芯片稳定可靠性显著提升；与此同时，还能保证轻便型、低能耗以及低成本的准则，整体呈现出相对较优的综合性能。所以自从BCD工艺诞生以来，始终被半导体行业所青睐。截止至今，历经近四十年的优化与升级，BCD工艺技术在结构紧凑性、高压隔离以及金属互联等方面均实现了巨大突破。该工艺技术的不断改进将对未来的人工智能，无人驾驶，工业机器人以及医疗器械等众多智能化产业有着很好的推动作用。今后，BCD工艺仍将朝着高压、高功率、高密度三个方向分化发展。其中BCD技术与SOI技术相结合，是一个非常重要的技术趋势。

　3.3本章小结

本章主要对负载开关芯片的整体系统架构以及相应的指标参数进行设计。首先简要介绍了负载开关芯片的功能作用和应用范围，然后给出了负载开关芯片的总体系统框架结构图，后根据所设计的负载开关芯片的特点列出详细的电性参数指标。

　第4章 子模块电路设计与仿真验证

上一章介绍了本文设计的负载开关芯片的系统框架和电特性指标。在此基础上本章将重点、细致地对负载开关芯片中主要几个模块的原理以及相关电路设计展开了详尽描述，并呈现出电路设计原理图以及相应的仿真结果，再对仿真结果进行了进一步详细地分析。

　4.1 内部供电与带隙基准电路

内部供电电路是负载开关芯片的关键模块，由于设计的负载开关的输入电压范围较大，因此内部电源模块也需要适应较大的输入电压范围，以便调节负载开关的输入电压并为内部电路提供一个恒定的低压电源，供数字模块电路使用。而对于负载开关电路而言，过温保护及使能电路等模块均需要基准电压作为参考电压，而且该基准电压与环境温度、电源电压以及工艺参数无关。因此，本文结合带隙基准设计了一种用于负载开关的内部供电电路，分别为数字部分和模拟部分电路供电。

　4.1.1 带隙基准基本原理及电路设计

传统的带隙基准是通过将正、负温度系数的电压进行求和计算，进而对系数完成相互抵消，从而得到不受温度影响的基准电压，该电压大约是1.25V[34]。由于产生的基准电压数值大体与硅元素的带隙电压相接近，故称其为带隙基准电压[35]。如图4.1所示，呈现出带隙基准结构图示意图。

图4.1 带隙基准电路的基本结构图

一般情况下R1的取值相对较大，故负反馈系数往往要高于正反馈系数数值，进而确保电路具有相对稳定性。

图4.2是为低功耗系统设计的带隙基准电路。图中PM1，PM2，NM1，NM2构成与电源电压无关的偏置电路，通过PM4管生成PTAT电流。该电路在每个分支电路中使用两个串联的基极-发射级电压以此减小了MOSFET失配的影响。其中，PMOS电流镜电路保证了Q1~Q4的集电极电流相等。在图4.2所示的带隙基准电路中，虽然在一定程度上将MOS管失配的影响进行有效降低，但沟道长度存在一定的调制效应，依然会造成该电路对电源产生高度依赖。

图4.2 低功耗带隙基准产生电路

为了解决图4.2电路产生的电源依赖性的问题，并且避免使用外加偏置电路，通过各个电路分支采用PMOS以及NMOS共源共栅类型的结构，搭配出自偏置共源共栅结构，如图4.3所示。当带隙基准电路因为某种情况进入小电流工作的简并状态时，则需要加入启动电路，以保证带隙基准的正常启动，在本文设计的自偏置带隙基准中，启动电路由PM7、PM8、PM9、PM10、PM11、NM5、NM6构成。在电源上电的过程中，PM7、PM8和NM5开始饱和导通，PM8漏端电压增大，使得自偏置电路摆脱简并工作点，随着PM8漏端电压继续上升，经过一段时间后，输出电压也随之上升，使得NM6的栅极电压上升，等到其栅源电压大于阈值电压（VGS>VTH）时，NM6开始导通，NM5栅端电压被拉至低电平，NM5管截止。同时，PM7、PM8也摆脱工作状态，最终使得带隙基准电路进入正常工作状态。

图4.3自偏置共源共栅带隙基准电路

图中R1和R2维持适当的电压，使所有晶体管都工作在饱和区。双极晶体管Q1和Q2的基极-发射极的正向电压由通过电阻R3两端的PTAT电流生成的电压降和CTAT电压降构成。在该电路中，输出基准电压Vref由CTAT（与绝对温度互补）和PTAT（与绝对温度成正比）基准构成。因此，基准电压可以写成式4.7。

在自偏置带隙基准电路中，误差源主要来自MOS管的不匹配，MOS管的不匹配引起的随机误差会在运放的输入端等效为一个失调电压。下面主要对由威尔逊电流镜和PNP双极晶体管不匹配引起的误差进行讨论。

在实际中，MOS器件的失配会给基准输出电压带来误差。同时，闪烁噪声对低频电路的影响也是不可忽略的。在考虑MOS管失配引起的失调电压以及闪烁噪声对电路的影响下，图4.3的基准电压可表示为式4.10。

式4.10中，Vos是威尔逊电流镜和PNP双极晶体管的总偏移量。V1/f是威尔逊电流镜晶体管PM1、PM2、NM3、NM4的闪烁噪声。从等式4.10可以看出，带隙基准电压受到晶体管之间的偏移电压和闪烁噪声的影响。闪烁噪声在低频处的计算公式，如式4.11所示。

从式4.11我们可看出闪烁噪声与晶体管的宽度和长度以及单位面积的极电容成反比。因此在自偏置带隙基准电路中，PM1，PM2，NM3和NM4的晶体管尺寸选择较大的宽度和较长的长度有利于减少闪烁噪声。

为了进一步降低自偏置带隙基准电路中由低频噪声（主要是闪烁噪声）带来的影响，可以采用斩波技术来消除失配，抑制低频噪声，从而提高自偏置带隙基准电路的精度[36,37]。这里将不再过多赘述。

　4.1.2内部供电产生电路

便携式电子设备多采用电池供电，所以要求低功耗电源设计，以延长电池的使用寿命。在一些电子产品中，其IC的工作电压是需要稳压的，例如一些DCDC或信号处理IC，就需要稳定的3.3V或者5V电源为芯片内部供电，这时就需要一个低功耗的降压稳压电路。一些高端产品对成本控制的不是很严格，采用现成的低功耗LDO，但在一些低端的消费性产品中，使用LDO带来的成本则是我们所不能接受的，基于以上原因，本文所采用的内部供电产生电路如图4.4所示。本文的内部供电模块的主要功能就是将VIN引脚上的输入电源电压转换成内部低压电路可以使用的3.5伏电压。图中的I1，I2为带隙基准产生的PTAT电流，NM14为耐高压的LDMOS管，NM8~NM13为NMOS管栅漏短接形成的二极管，所以其VDS>VGS-VTH，因此这些NMOS管子都处于饱和区。于是可以得到VCORE的电压为：

图4.4 内部供电VCORE产生电路

此时VCORE的电压为NM8~NM13的VGS之和再减去NM14的VGS生成的，VCORE电压约为3.5V。

4.1.3仿真验证

结合0.18um BCD工艺，在Cadence工具下选取Spectre软件进行相应的仿真验证分析。如图4.5所示呈现出带隙基准电压随温度变化的曲线，不难得出结论，当TA=25℃时，VREF随温度的变化率几乎为零，即对温度的导数为零，与理论推导保持基本一致。如图4.6呈现出基准电压VREF随输入电压VIN变化的情况，从图可看出基准电压随输入电压变化呈线性关系，线性变化范围较小；图4.7是当输入电压VIN=5V时，内部电源电压VCORE随温度的变化曲线，图4.8是当TA=25℃时，内部电源电压VCORE随输入电压的变化关系。

 

　　4.2 UVLO欠压锁定电路

欠压锁定（under-over lockout，UVLO）电路是负载开关芯片内部至关重要的保护电路。当输入电源电压较低时，电子产品中的一些模块电路则不能保证系统正常运作，所以需要对电源电压工作范围进行管理，此时在芯片中集成欠压锁定电路有助于避免系统因为低电压输入而出错。

　　4.2.1欠压锁定基本原理

欠压锁定（UVLO）是当输入电压低于IC的开启门限电压时的一种保护模式。欠压锁定可保证负载开关芯片在供电电压不足时避免被损坏[38]。一个低电压锁定电路可确保负载开关IC在电源电压未达到启动电压前不会被激活，为了使芯片更稳定的工作，在一些欠压锁定电路中加入迟滞，该功能可防止电压在UVLO阈值点产生振荡。

图4.9所示为欠压锁定电路的基本原理图。该欠压锁定电路包括采样电路、比较器、输出缓冲器以及相应的反馈回路。VIN代表待测电源电压，相应的采样电阻由R1，R2，R3构成，对电源电压进行采样；N1MOS管，N2MOS管以及P1MOS管和P2MOS管共同组成比较器电路，针对基准电压VREF以及相应的采样电压进行对比分析。INV代表反向器，其目的在于完成相应的波形缓冲与整形，确保有效提升电路内部负载能力；P3MOS管构成正反馈回路，降低震荡峰值进而提升系统的稳定可靠性。通过改变电阻R1，R2，R3的大小可实现不同的阈值点和欠压保护功能。

图4.9欠压锁定电路的基本原理图

　　4.2.2欠压锁定电路设计

虽然图4.9的欠压锁定电路结构简单，但是实际响应速率相对较低，功耗也比较大。本文采用的欠压锁定电路在图4.9的欠压锁定电路基础上稍作改进，如图4.10所示。该欠压锁定利用电压比较器对电源电压进行采样，然后将采样的电源电压与基准电压VREF进行比较；一旦采样的电源电压低于芯片的正常启动电压，则导致系统进入欠压锁定状态，关闭IC。该电路中由N5和R3构成的反馈控制电路能够有效生成迟滞电压，可有效抑制电源波动造成的芯片反复关断，基本可以实现精准、低能耗以及高稳定性的要求。

图4.10 本文采用的欠压锁存电路

下面对欠压锁定电路进行详细分析，从图中可看出，本文采用的欠压锁存电路由电压比较部分、电压检测部分以及偏置电流产生部分组成。偏置电流产生部分由N3、N4、P3、P4和P5组成，其中N3与N4为电流镜结构，P3、P4和P5又构成了另一个镜像电流镜结构。当N3管漏极偏置电流Ibias达到2μA时，这时欠压锁定电路就会启动。通过改变各晶体管的宽长比，可有效凭借电流镜将相应的偏置电流传递给其余各电路，电压检测电路由R1、R2以及R3构成。于是，电源采样电压VX可表示为：

电压比较器电路由P1、P2、N1、N2以及N6晶体管构成，P1、P2、N1、N2采用折叠式共源共栅结构，可有效提升电路当中的共模抑制比。迟滞电路能够有效产生迟滞电压，可有效抑制由于电源波动造成的芯片反复关断而产生的逻辑失真问题。图4.11为施密特触发器内部电路图。

图4.11 施密特触发器内部电路图

当电源电压VDD触发上升沿或者下降沿的时候，假如采集的电源电压值比基准电压值还要低，这个时候欠压锁定（UVLO）输出为高电平，使得P6管关断，此时电源采样电压VX1大小为：

4.2.3欠压锁定电路仿真

基于0.18µm BCD工艺，使用Cadence工具下的Spectre软件对欠压锁定电路进行仿真。仿真条件为输入电压从0V到5V上升和从5V到0V下降，上升和下降的时间均为10ms。其仿真结果如图4.12所示，从图中可以看出当输入电源电压由5 V下降到2.6 V时，欠压锁定电路输出低电平，这时欠压锁定被触发；当电源电压由2.8 V升高到3.75 V时，欠压锁定电路输出高电平，此时欠压锁定被解除，两个阈值电压之间具有200 mV的迟滞。

图4.12 欠压锁定电路的仿真结果

　4.3 过温保护电路

开关电源芯片中由于集成了大量高电压和大电流的功率管，使得整体能耗显著上升，从而使得芯片内部温度升高，过高温度在一定程度上会造成半导体器件失效[39]。当芯片的温度超过一定的阈值后，芯片就会被烧毁，停止工作。因此温度也是影响芯片工作可靠性和稳定性的关键因素之一。为了保护芯片不受过高温度所造成的危害，可以在芯片内部集成过温保护电路，当芯片工作温度过高时，过温保护电路就会起作用，使芯片停止工作，不再产生功耗，让温度快速降下来[40]。

　　4.3.1 过温保护基本原理

典型的过温保护电路是利用齐纳二极管击穿电压的正温度特性和双极结型晶体管（Bipolar Junction Transistor—BJT）的发射极导通电压Vbe的负温度特性来产生[41]。如图4.13所示。

图4.13 过温保护电路原理图

（4.19）

式中，VZ存在正温度系数，相应的PN结正向导通电压VBE1存在负温度系数，所以VB2与温度呈现正相关。正常温度下，当VB2低于Q2的阈值电压VBE2时，Q2呈现截止状态，输出端OTP表现为高电平；一旦温度过高，VB2便会高于Q2的阈值电压VBE2，此时Q2便会立即导通，OTP表现为低电平；当温度下降恢复后，Q2变为截止状态，OTP表现为高电平。通过改变电阻R2与R3的比值能够进行过温阈值的相关设定。

上述典型过温保护电路虽然结构简单，但是由于使用了齐纳二极管，使得反向漏电流变大，无形之中会增加电路内部功耗。并且该电路不具备迟滞功能，一旦芯片工作达到临界温度值，Q2便会处于反复导通与截止的状态，因此造成电路急剧抖动的现象，致使芯片工作不稳定。

　4.3.2过温保护电路设计

基于上述过温保护电路原理分析，我们设计了一种应用于负载开关芯片的过温保护电路，该过温保护电路利用带隙基准电路提供一定的电压偏置，利用比较器电路将温度值的比较转化为电压值之间的比较，从而确保电路呈现相对较高的稳定性。如图4.14所示。

图4.14 过温保护电路图

从图中可以看出，该过温保护电路由温度检测电路以及反向器构成。VREF是从带隙基准出来的基准电压，为温度检测电路提供电压偏置，该电压为P1和P2管提供稳定的电流。当芯片保持正常状态运行时，B点要比Q1的开启电压低，此时Q1呈现截止状态。A端呈现为高电平，OTP呈现为低电平，此刻N1管呈现导通状态，R1当中的电流经N1管释放到GND，R2上的电流逐渐趋向为零，电路处于无效状态。一旦温度有所提升，Q1管的VBE值将不断下降，假设温度上升至阈值温度T1时Q1开启，此时Q1的VBE为：

此时，过温保护OTP在阈值电压（TSD=150℃）时呈现为高电平，负载开关芯片呈现为关断状态。当温度上升至过热温度点时负载开关芯片停止运行，此时N1管呈现截止状态，电流I1通过R1以及R2流经到GND进行泄放。如果芯片温度上升至阈值（TSD=150℃）时立即关断，温度低于150℃时又呈现为开启状态，依次反复，则芯片的正常运行便会受到影响。于是需要设置过温保护电路的迟滞，当芯片温度降低到一定温度时，相应的负载开关芯片才可恢复正常状态，启动运行。

假设当温度下降到T2（T2=115℃）时Q1关断，T2为迟滞开启温度，过温保护电路OTP端呈现为低电平，相应的负载开关芯片恢复正常启动运行，此刻Q1的VBE整理得：

这时可以按照电特性参数里设定的温度阈值，即TSD在T1=150℃和T2=115℃时来确定R1和R2的阻值。在该电路中电容C1的作用是为了防止C点电压在迟滞开启的瞬间被急速拉低，以此对N1管形成保护作用。过温保护温度值以及相应的迟滞开启温度二者均与电源电压无关。N1管的开启与关断可由电阻R2是否短路来控制，进而在过温保护过程中发挥迟滞作用，因此可有效避免电路反复开启与关断，造成对芯片工作的影响。

　4.3.3过温保护电路仿真

图4.15是对设计的过温保护电路进行仿真的情况，仿真条件为：常温下VREF=1.23V，直流工作电压VDD=5V，正反扫描温度区间范围为-50℃到160℃。图中实线表示温度从低变高的扫描曲线，在图中我们可以看到当温度大于150℃的时候，保护电路输出高电平。虚线表式温度下降扫描曲线，从图中可以看出当温度低于120℃的时候，保护电路输出的是低电平，因此这两个温度阀值之间相差30℃的迟滞温度。

图4.15 过温保护电路仿真

　4.4 过压保护电路

在嵌入式产品设计中，许多都为电池供电或USB接口供电，当由于误操作使得供电电压高于芯片工作电压时，就会导致芯片烧坏，带来严重的后果。因此在电源的输入端到芯片的供电输入端，有必要加一个过压保护电路，一旦输入电压超过设定电压值，就切断电源，保护芯片不被烧坏[42]。

　4.4.1过压保护基本原理

过压保护（Over-voltage Protect，OVP）电路主要用在需要额定电压供电电源的输入端，用于防止输入电压过高而造成电路系统元器件失效[43]。图4.16是传统过压保护电路的原理示意图。传统类型的过压保护电路主要是利用比较器来控制电路的开关。比较器的正端输入过压值VOS，负端输入检测电压值VIN，一旦出现电压过高的状况，比较器的输出便会立即发生翻转，从而确保整个电路处于关断状态实现过压保护。

图4.16 传统过压保护原理示意图

　　4.4.2过压保护电路设计

在上图传统过压保护电路中，通常对比较器的精度要求较高，以确保输出相对较高的灵敏度检测值。一旦电压呈现出瞬时波动或者过冲现象，比较器输出便会呈现出反复跳变的现象，也会直接造成电路反复开断跳变，在一定程度上严重威胁系统的稳定性。所以在本文过压保护电路设计中，采用迟滞比较器来替代传统形式的比较器，当输入电压上升至过压电压值，比较器便会呈现为低电平，断开电路。而当电压下降瞬间，比较器输出信号不会立刻翻转，直至降低到过压电压迟滞值以下时才开始翻转，凭借迟滞的作用，可有效避免系统产生的不稳定现象的发生。图4.17为本文设计的过压保护电路原理图，VOS端为过压电压，VIN为输入电源电压检测值。

图4.17 过压保护电路原理图

具体电路如图4.18所示，P代表PMOS管N代表NMOS管。其中，P0、P1、P2、P3、N1、N2、N5构成迟滞电压比较器。

图4.18 过压保护（OVP）电路图

对该电路进行分析，假定使用正、负电源，与此同时确保N1管的栅极接地；一旦当N2管的输入呈现负值时，N1管便会立即导通，N2管立即截止，此时P1管与P0管呈现导通状态，P2管和P3管处于截止状态。假设流过N5管的尾部电流为i5，此时i5电流全部流经N1和P1，导致A点输出变高。此时流过P0管的电流为：

当VIN持续增大，直到接近阈值电压时，尾部电流i5的部分相应电流便会流经N2，当流经N2管与流经P0管的电流保持一致时，达到阈值点；在超过阈值点时，比较器开始工作。如果知道N1管和N2管的电流，就可以很容易的计算它们的VOS电压。将N1的栅极接地，则可以根据饱和漏电流公式4.27计算阈值电压的跳变点：

于是，通过合理的设置MOS管的宽长比以及根据加在N2管的输入电压大小，可以计算出跳变点电压的大小。

　　4.4.3过压保护电路仿真

图4.19为本文设计的过压保护电路的仿真曲线，仿真条件为：电源电压VDD为0V~40V ，TA=25℃，VOS=VREF。结合仿真结果不难分析出当电源电压上升至30V时过压保护便会立即输出高电平，凭借相应的逻辑控制模块进行相关功率管的切断；一旦电源电压下降至28V时过压保护便会立即输出低电平，使芯片重启运行。存在2V迟滞电压，可有效避免电压波动引起的运行状态反复跳变的问题。

图4.19 过压保护OVP仿真图

　4.5负载开关芯片的ESD保护设计

ESD（ElectroStatic Discharge,ESD）也被称为静电释放，它是一种客观存在的自然现象[27]。具体可以解释为带有不同电荷的两种粒子相互接近时，不同电荷之间存在的绝缘介质被相应的电场击穿后变成了导电通路，从而使得电荷转移中和的过程，或者是带有不同电荷物体直接接触使得电荷转移中和。所以产生ESD现象的根本原因在于电场感应。一旦带电物体逼近与地绝缘的相关导体时，在导体表层便会生成极性相反的电荷。导体自身呈现出电中性，由于不同部分存在异种电荷。即使导体本身依然保持电中性，但倘若能生成一条通路，同样也会产生电荷转移，从而使导体带电。

在集成电路芯片的加工生产、运输以及应用的过程当中，芯片的外部环境或者内部结构会有电荷聚集的现象存在。一旦芯片的管脚与外界产生通路时候，聚集的电荷便会进行转移，瞬时通过电路内部中的最大值电流可以达到数安倍，此时这个瞬态大电流值很快将芯片烧毁。研究表明，ESD现象是造成集成电路产品失效的主要原因之一。据相关数据表明，在微电子领域由于ESD造成的危害损失每年高达约100亿美元。因此，为了提高产品的可靠性，有必要在电路中采取ESD防护措施。

要减少甚至消除ESD对集成电路产品的危害，首先要对ESD的原理有深入的了解[28]。导致ESD的失效的形式大体可归结为以下几类：①硬失效，物质受损或毁坏；②软失效，相应的逻辑功能的暂时突变；③潜在失效，时间依赖性失效。引起这些失效的因素可分为电失效以及相应的热失效。所谓电失效具体指栅氧化层当中的电场强度高于相应的介电强度，进而造成介质或表面击穿的现象。所谓热失效是指ESD事件发生时，局部产生几安倍到几十安倍的大电流，虽然持续的时间为几纳秒到几百纳秒，但产生的大量热量会使局部的金属连线熔化或使芯片出现热斑，从而引起二次击穿。

针对上述ESD损伤机制，可从以下3个层面对ESD进行防护[29]：①从根源上防止静电的产生，减少静电的累积。比如，在芯片的存储和运输过程中，将芯片放进密闭容器内，防止外面静电场的干扰影响，同时也保证了芯片在密闭容器内静电的产生。②片外ESD防护，即利用外围器件来保护芯片，使其免受ESD的伤害。例如，可用陶瓷电容、瞬态电压抑制器、齐纳以及肖特基二极管等形式的外围器件进行有效避免ESD造成的危害。③片上ESD防护，即将ESD防护电路集成到芯片上，提高芯片自身的防护能力。这种层面是最重要的防护方式，因为前面两种方法虽然可以产生一定的效果，但是不能从根本上提高IC产品的保护能力。像第一个层面只能用于芯片的制造和运输过程中，而不能应用于终端产品，对电子终端产品不能起到一定的防护作用。但是，第三种层面的防护是利用在芯片内部集成ESD电路保护单元来实现对芯片的防护。这样可以直接增强芯片的ESD防护能力，同时也能减少芯片的板级空间。

本文所设计的负载开关芯片所采用的ESD保护电路结构如图4.20所示。图中C表示电容，大小为5PF；R表示电阻，大小为40kΩ，P表示PMOS，N表示NMOS。从图中可以看出，该ESD保护电路由RC检测电路、反向器以及VIN电源电压钳位器件构成。由于要鉴别在VIN电源上发生的是正常的电源电压输入还是ESD静电效应，所以按照常规选择RC时间常数（电阻阻值乘以电容容值）应为0.1~1µs。在该电路中选择40kΩ的电阻、5pF的电容，则RC时间常数为0.2µs。

图4.20负载开关芯片的ESD保护电路

在电路正常稳态运行时，电容可以将A点电位变更为‘0’，反向器能够实现B点电位变更为‘1’，此刻N3完成导通。C点电位即可变为‘0’，钳位晶体管N4立刻变为关闭状态。进而确保电路正常稳态运行时，静电保护电路处于关闭状态，相应的内部电路运行状态不会产生任何影响。在静电产生时，由于RC时间常数要比静电脉冲上升周期小，A点电压便会跟随静电电压突变为‘1’，此时，B点电压是‘0’，N3处于关闭状态，故C点电压会变成‘1’，最终一级箝位晶体管N4便会打开，相应的静电放电电流会被完全释放。随着对电容进行持续充电，A点电势会被逐步拉低，各个器件的工作状态依次发生反转。反馈晶体管N2便会立即开启，A点电势便会快速变为‘0’，最终一级钳位器件N4栅极当中的电压持续周期不会很长，确保钳位器件能够得到切实有效的保护。由于针对0.18µm的工艺来看，栅氧化层厚度仅为4 nm，其能够承受的电压极限也就是几伏。故栅极上的静电电压绝不可停留过久，通常情况下几十纳秒可以满足需求，这样不仅能够将相应的静电电流完全卸荷释放，还能够对钳位器件的栅极进行切实有效的保护。

　　4.6负载开关芯片的浪涌保护设计

1. 浪涌产生原理

与ESD静电防护最接近的是抗浪涌设计。浪涌在电子系统中很常见，它是指在超出正常工作电压值后的瞬间瞬态过电压[30]。从本质上来说，浪涌是发生在百万分之一秒内的剧烈脉冲，并且所产生的脉冲是巨大的。在浪涌出现时，电压电流的幅值超过正常值的两倍以上。导致发生浪涌事件的原因有很多种，比如短路、重型负载的接入或者电源的频繁切换等。现如今很多电子设备都会集成浪涌防护装置，凭借该装置可以吸收浪涌事件产生的巨大能量，确保设备的正常工作[31]。

随着便携式电子设备的迅速发展，电源IC的应用也变得越来越广泛。电源模块的输入端通常伴随有浪涌冲击事件的发生。如果系统内的一些模块不能够承受住浪涌电压，那么这些模块将会损坏并发生故障，从而导致系统异常。由于电源模块与外部系统接触并连接，使得所有外部传来的浪涌都会通过电源端口。而且电源模块的尺寸较小，集成度高，因此该模块的内部控制芯片和晶体管所能承受的最大电压和最大电流都受到相对限制。一旦发生电涌事件，将会导致电源模块产生故障，从而导致整个系统瘫痪，即使没有立即损坏，电子设备也将受到应力冲击，对其寿命和可靠性造成严重影响。所以通常在电源IC内部需要设计电涌保护电路[32,33]，以保证电源模块能够连续可靠地使用。

2. 浪涌测试标准

电源模块采用的浪涌测试标准是基于IEC61000-4-5标准。该标准适用于在规定状态下工作的电气和电子设备，以应对由于开关或雷电而导致的危险电压而产生的浪涌电压事件。根据IEC61000-4-5标准的要求，要能够分别模拟电源线和通信线上的雷电浪涌测试。由于线路的阻抗不同，因此这两条线路上的电涌波形也不同，测试标准可分为两种：一种是开路电压波为1.2 /50μs的电压波和短路电流波为8 /20μs的电流波，主要用于电源线测试。另一种是应用于通信线路试验的10/700μs浪涌电压发生器。这种测试标准对发生器的基本性能要求是：开路峰值输出电压为0.5kV～4kV。针对于电源线路测试标准的试验等级分类如表4.1所示。

表4.1浪涌测试试验等级

等级	开路试验电压（±10%）KV
1	0.5
2	1
3	2
4	4
X	待定

浪涌保护电路设计本文采用的浪涌保护电路如图4.21所示，T0为NMOS电子开关管,R0、R1对输入电源电压进行采样检测,调整R0、R1的阻值可以对浪涌保护电压值进行设定。当输入电压正常时，R0和R1上的分压值小于Q0基极上的导通电压值，Q0截止，此时Q1由于R3和R2的分压作用也处于截止状态；R4和R5分压使得T0管的栅源电压大于阈值电压，故此时T0导通，输入电压通过T0对负载开关内部系统供电，在R4和 Q1之间并联一个TVS管，利用TVS的反向导通特性可防止T0被击穿。当出现浪涌电压时，由于浪涌电压超出所设定的电压范围，此时流过R0和R1上的电流增大，R0和R1的分压值大于Q0基极的导通电压，Q0导通，R2下端被下拉至地，R3和R2分压使得Q1的Vbe大于其导通阈值电压，Q1导通；T0栅极被上拉至高电位，T0管截止，将输入电源电压断开，防止浪涌电压流向系统内部模块，对后面模块电路造成冲击。根据上述原理分析，可写出浪涌保护电压的计算公式为：

其中，Vbe为Q0基极和发射极的导通电压，于是可以根据R0和R1合适的取值来对浪涌保护电压进行设定。本文设计的负载开关芯片可支持高达100V的浪涌保护。

图4.21负载开关芯片的浪涌保护电路

　4.7逻辑控制与驱动电路

　　4.7.1逻辑控制基本原理与电路设计

逻辑控制电路由外部逻辑信号驱动，该模块由许多的数字门电路组合而成，其功能是根据使能来控制了USBIN输入，欠压锁定，过压锁定，负载开路以及过温保护等电路的导通和关断。逻辑控制模块是芯片的信息处理中心，同时也是芯片实现智能化的控制中心，因此，逻辑控制的电路对于整个负载开关芯片的设计而言至关重要[44]。

图4.22 逻辑控制框架图

图4.22是本文采用的逻辑控制框架图，从图中可以看出，该逻辑控制模块由D触发器、或门、与门、与非门及反相器组成。下面对各输入输出信号进行说明。

OUT_OVLO：过压锁定比较器相应的输出信号，常态下表现为高电平，一旦输入电压高于相应的检测电压，输出便会发生翻转，从高电平跳变为低电平。

OUT_UVLO：欠压锁定比较器相应的输出信号，常态下表现为高电平，一旦输入电压低于相应的检测电压，输出便会发生翻转，从高电平跳变为低电平。

OUT_OTP：过温保护电路相应的输出信号，一旦芯片温度上升至所设定阈值时，从高电平跳变为低电平。

OUT_START：软启动电路相应的输出信号，在正常工作状态下为高电平，当软启动模块工作时，从高电平转变为低电平。

EN：使能信号，电路正常时为高电平，低电平时使能模块开始工作。

VP：过压保护设定输出信号，检测系统电压是否超过阈值电压，如果超过阈值电压，则开启过压保护模块。

Delay_OVLO：过压延时信号，常态下表现为高电平，一旦检测OUT_OVLO为低电平后，立即从高电平跳变为低电平，约延时100ns后恢复高电平。

Delay_UVLO：欠压延时信号，常态下表现为高电平，一旦检测OUT_UVLO为低电平后，立即从高电平跳变为低电平，约延时10us后变为高电平。

Delay_OTP：过温延时信号，当系统检测温度超过阈值温度值时，开启过温保护电路，150℃时信号上升，115℃时信号下降。

Delay_START：切换软启动延时信号，当系统启用软启动电路时，该信号从高电平向低电平实现翻转，经过约1ms的延时。

逻辑控制电路运行的基本流程具体归结为基于异常信号维持周期是否大于预设周期进行判别芯片实际异常状况。一旦大于预设值，即可判别为芯片电路发生异常，并班队相应的逻辑信号翻转，凭借控制外部器件的相关开关对相应的输入输出回路进行有效控制。

　4.7.2驱动电路基本原理与设计

驱动电路置于逻辑控制和主电路之间，主要对相应的控制电路信号进行有效放大，促使其具备驱动功率晶体管的能力。它将对具有逻辑控制相关需求的信号进行有效处理，进而控制其导通或断开状态[45]。

本文设计的驱动电路如图4.23所示，驱动电路的输入在N29的栅极，R24、P28、N29和D2产生放大信号，对电流进行放大；电流放大电路由N27、N28、R23构成镜像形式的负载结构，PMOS管P27以及相应的功率管Ppower也组成镜像负载结构。功率管Ppower的W/L远大于P27，故正常运行过程中，流经功率管的电流要远大于流经P27的电流。构成功率管的PMOS管内部的寄生电容相对较大，其目的在于降低小功率管输入阻抗值，确保驱动模块输出极点转移到高频，可进一步改善环路稳定性以及功率管相应的瞬态响应。

P25、P26和N26组成开路辅助电路，P25和P26为电流镜结构，N26由Vbias1的偏置电路为其提供相应的偏置电压。一旦输出呈现断路状态，全部驱动电流依次由P25流向VIN，确保流经功率管的电流迅速下降至零。求解N27以及N28所提供的电流增益，将流过N27、N28漏源之路的电流分别计作IC27和IC28，现对IC27和IC28的关系进行如下推导：

图4.23 驱动模块电路图

　4.8OTG控制器设计

本文设计的负载开关芯片是一种用于VIN和OUT的双向开关，允许OTG模式，在OTG模式下从OUT引脚到VIN引脚的连续输出电流为5A。OTG是On-The-Go的缩写，是近些年发展起来的技术。主要应用于各种不同设备的相互连接，以及进行数据读取和传输。特别是Pad、智能手机等便携式电子设备和数码相机、摄像机、打印机等设备间多种不同制式的连接，以此进行数据传输和交换，而不需要经过主机设备的中间转换。

本文设计的负载开关IC的反向OTG保护模式主要由数字部分设计的状态机来完成相应的功能，图4.24的流程图反映了负载开关芯片状态机的操作流程。仅当负载开关芯片的内部供电从VIN或OUT充分供电时，状态机才能运行。在这两种情况下，电压都必须高于欠压阈值。在没有内部电源的情况下，状态机处于关闭状态。这种情况通常在移除USB电缆时发生。

在自主模式下，根据VIN的高低电平来打开和关闭开关。对于自主模式，将EN_N 引脚接地或通过其他方式强制拉低。将RX_N引脚连接到无线接收器，FLAG_N 连接到系统。

先断后通机制将确保系统正确初始化。如果VIN为0，则 RX_N 引脚将为低电平，此时启用无线接收器。在检测到VIN时，通过片上电阻将该引脚上拉至内核电压，使RX_N为高电平，此时禁用无线接收器。主动释放OUT电压后，开关将闭合。移除VIN的电压后，设备将关闭电源，并且将自动重新启用无线接收器。

图4.24 状态转移图

对于OTG操作，使用双向 FLAG_N 引脚。在正常情况下，器件会将FLAG_N引脚主动拉低。当系统向OUT施加有效电压时，设备将验证是否不存在输入电压。在没有有效输入电压的情况下，FLAG_N 将被释放并通过片上电阻上拉至核心电压。系统此时可以通过将FLAG_N 强制拉为低电平来闭合开关，这会将OUT处的电压提供给VIN。在设备将RX_N 引脚拉高的同时，将提供连接的USB外设，从而禁用无线接收器。系统可以通过释放FLAG_N 重新打开开关，这将也将RX_N引脚再次拉低。

在从模式下，通过控制EN_N 引脚来打开和关闭开关。RX_N和FLAG_N引脚未连接至系统，可以接地或悬空。RX_N和FLAG_N的状态将遵循与自主模式相同的方案。为了检测到从机模式，可在应用VIN或OUT时立即将EN_N引脚设为高电平，或者在之后不久将其设为高电平。无线接收器可以为OUT提供稳定的5V电压，不仅可以为系统供电，还可以支持OTG操作。这称为并发OTG模式，并强制 RX_N 为低。

　4.4 本章小结

本章主要对所设计的负载开关芯片的子模块进行电路设计，包括对内部供电电路、带隙基准电路、欠压锁定电路、过压保护电路、过温保护电路、ESD保护和浪涌保护电路以及逻辑控制与驱动电路分别进行了详细地分析设计，接着讲述了数字部分OTG状态转换机的设计思路，最后利用Sepctre 软件对模拟部分电路进行仿真验证与性能分析，确保本文所设计的电路达到设计指标。

　　第5章 负载开关芯片整体仿真结果

图5.1所示为负载开关芯片的应用和整体仿真原理图，CIN和COUT分别为输入和输出的滤波电容，CINSNS为系统到地的滤波电容。针对于接下来的仿真结果，如若未进行声明，其仿真条件均为：VIN=+5V，CINSNS=1µF，CIN=1µF，CSS=5nF，COUT=0.1µF，TA=25℃。EN_N为使能引脚，低电平有效；RX_N为无线接收信号，与外部无线充电模块连接；FLAG_N为OTG使能输入和输出引脚。

图5.1 芯片应用和整体仿真原理图

5.1 负载开关芯片的电气特性验证

由于各元器件的内部特性都会随着工艺制作的不同而产生漂移，根据漂移参数强弱差异，将其归结为典型模型、慢模型以及快模型。为了全面分析芯片在不同条件下的适应性，则需要对其进行工艺角（Corner）仿真。具体组合形式如表5.1所示。

表5.1 负载开关芯片的工艺脚仿真列表

低压 PMOS,NMOS	高压 PMOS,NMOS,DMOS	RES,CAP	NPN,PNP	组合名称
典型	典型	典型	典型	TTTT
快	快	快	快	FFFF
慢	慢	慢	慢	SSSS
快	快	慢	慢	FFSS
慢	慢	快	快	SSFF
典型	典型	快	慢	TTFS
典型	典型	慢	快	TTSF
快	快	典型	典型	FFTT
慢	慢	典型	典型	SSTT
快	慢	典型	典型	FSTT
慢	快	典型	典型	SFTT

表5.2所示为负载开关芯片的电性参数仿真结果，可以看出，各项仿真结果均能基本满足于设计指标。

表5.2 负载开关芯片的电性参数仿真结果

符号	定义	条件	前仿真			单位
			最小值	典型值	最大值
IQ	静态电流	VIN=5V VEN=VIN IOUT=0A	75	123	190	µA
RON	导通电阻	VIN=5V VEN=VIN IOUT=1A	21	25	35	mΩ
RDIS_VIN	输入端放电电阻	快速放电状态	350	500	650	Ω
IOUT	IOUT，IOTG输出电流		2.45	5	5.5	A
VENH	使能高电平	VIN=5V	1.4	3.5	5.5	V
VENL	使能低电平	VIN=5V	0	0.2	0.4	V
VLK_VIN	输入到输出漏电压	VIN=28V 开关未导通 输出不接负载	0.15	0.35	0.4	V
VLK_VOUT	输出到输入漏电压	VOUT=16V 开关未导通 输入不接负载	0.15	0.35	0.4	V
VUVLO_VIN	输入欠压锁定阈值	上升	2.5	2.8	3.0	V
		下降	2.4	2.6	2.8
VUVLO_OUT	输出欠压锁定阈值	上升	2.5	2.8	3.0	V
		下降	2.4	2.6	2.8
VUVLO_HYS	欠压锁定迟滞		–	210	–	mV
VOVP_HYS	过压保护迟滞		–	2	–	V
TSNS	启动时间	VIN=5V VIN_SNS从0到4.5V 空载状态	–	450	–	µs
TSD	过温关断阈值		–	150	–	℃
TSDHYS	过温关断迟滞		–	30	–	℃

　5.2 重要参数及功能仿真验证

①导通电阻RON

功率MOS场效应晶体管的是本文设计的负载开关IC的主要组成部分，功率管的导通电阻RON对负载开关IC的开关速度起着决定性的作用，导通电阻过大会使得开关速度变得缓慢，因此在设计电路时导通电阻这一指标就显得非常重要。下图是对导通电阻的仿真，仿真条件：输入电压范围为：3V~ 15V，空载状态。图5.2和图5.3分别为负载开关芯片在-40℃/25℃/85℃/125℃不同温度下开关导通电阻随输入电压VIN和VOUT的变化曲线，从图中可以看到在常温25℃状态下，VIN输入到OUT输出的负载开关导通电阻为27mΩ，在-40℃状态下，VIN输入到OUT输出的负载开关导通电阻18mΩ，在85℃状态下，VIN输入到OUT输出的负载开关导通电阻为30mΩ，在常温125℃状态下，VIN输入到OUT输出的负载开关导通电阻为最大35mΩ。

②静态电流IQ

在开关电源设计当中，能效的提升在一定程度上受限于静态功耗，比如误差放大器、电压比较器以及其他子模块电路都需要消耗一定的电能，由于驱动电路需要供给足够的驱动能力，所以往往结构较为复杂，相应的元器件也相对较为丰富，静态损耗绝大部分来源于驱动电路。当驱动电路上拉时，为驱动模块供给驱动，不能进行静态电流的限制，反之，下拉的时候可以尽可能的压缩静态电流。静电流IQ是为器件内部模块供电所需的电流量，以VOUT上没有任何负载时流入VIN引脚的电流值，可以理解为输入电流IIN以及负载电流IOUT二者的差值。在负载开关中，IQ指的是在芯片不接负载情况下的输入电流，也就是芯片对地的电流。对静态电流IQ进行仿真，仿真条件为：CL=1µF，CIN=1µF，负载开路，仿真结果如图5.4所示。从图可以看出在输入5V电压时的静态电流值为110µA。

图5.4 静态电流随输入电压的变化

③启动时间

启动时间被定义为使能信号的上升沿到VOUT接近其标准值的90%的时间。启动时间的测试通常是接入输入电压，然后将使能引脚从断开到接通的触发条件下进行测量。在使能引脚连接VIN的特定情形下，由于带隙基准需要一定时间来达到稳定状态，这会使启动时间大幅度增加。因此在便携式电子系统中，电源IC以及负载开关的启动时间是一个非常重要的影响因素，它对整个系统的工作效率起着决定性的作用。图5.5是负载开关芯片系统的启动时间曲线，仿真条件为：CUSBIN=1µF，COUT=1µF，CUSB_SNS=1µF，空载状态。

图5.5 芯片启动时间仿真图

从图中可以看出，在VIN经过350微秒后芯片开始启动，此时，使能处于低电平（有效状态）；OUT从450微秒后开始输出电压；在经过1.5ms后随着输入电压的下降输出电压也跟着下降；符合设计要求。

④漏电流

泄漏电流是指芯片的使能端关闭时或者是芯片不工作时，输出端OUT的泄露电流，它代表了芯片在待机状态下的静态功耗，是负载开关IC总功耗的重要组成部分。本文设计要求负载开关IC的泄漏电流常温下在4µA以内。图5.6和图5.7分别是输入端VIN到输出端VOUT的漏电流以及OTG模式下输出端VOUT到输入端VIN的漏电流仿真图，从图中可看出在常温下，VIN到VOUT和VOUT到VIN的漏电流为3.5µA，满足设计要求。

⑤过温保护功能

为了防止负载开关IC由于温度过热而导致系统损坏，需要在其内部集成过温保护电路。过温保护电路的功能主要是检测芯片内部在工作时所产生的温度。当所测得的温度高于芯片设定的温度值时会关断芯片，以保护芯片不被过高温度所损坏。为了验证过温保护是否符合设计要求，需要对电路的温度特性进行仿真。仿真条件为：VIN=5V，CVIN=1µF，COUT=1µF，CVIN_SNS=1µF。下图5.8为过温保护电路的仿真曲线。

图5.8 过温保护电路仿真图

用Spectre 软件仿真验证，结果显示，当芯片温度上升到150℃时，正温电流急剧增大，输出跳变为高电平，导致芯片被关断；当芯片温度降至120℃时，输出跳变为低电平，芯片重新开启，温度滞回量为30℃。电路符合设计指标要求。

⑥过压保护功能

输入过压保护模块可以为芯片提供过压保护功能，一旦输入电压大于芯片工作电压时，芯片将进入过压保护模式图5.9是对负载开关芯片过压保护的仿真结果图。仿真条件为输入电源电压逐渐从0上升到40V，正反扫描。从图中可看出当电源电压上升至30V时过压保护便会立即输出高电平，凭借相应的逻辑控制模块进行相关功率管的切断；一旦电源电压下降至28V时过压保护便会立即输出低电平，使芯片重启运行。存在2V迟滞电压，可有效避免电压波动引起的运行状态反复跳变的问题。

图5.9 过压保护功能仿真结果图

　5.5 本章小结

本章对负载开关芯片整体电路进行了仿真验证，包括电气特性参数仿真和保护功能仿真。结果显示，仿真参数均满足所设定的电特性参数指标，电路设计也符合性能设计指标。该章节验证了所设计电路的合理性与可靠性。

第6章 总结与展望

　　6.1 本文内容总结

在许多的便携式电子系统中，负载开关在电源管理和负载保护中起着重要的作用。近年来，随着电源IC的需求变得越来越复杂，使得负载开关IC也愈来愈受欢迎。因为它即使是在最小的设备中也能实现高能效、精密的电源方案。负载开关芯片对传统的电路配置进行复杂化，配置分立元件，在同一芯片中实现如浪涌保护、反向电流阻断、过电流压保护、热关断和自动输出放电等功能。最重要的是，负载开关被放置在电源和负载之间，以此对负载形成保护，并以小面积和低成本实现高性能系统的保护。

在详细分析了负载开关的原理以及传统负载开关的优缺点之后，根据市场需求和实际应用的需要，设计了一款双向大电流负载开关IC。该芯片内部集成了多种保护模块，包括过压（OVP）保护，过温（OTP）保护，欠压锁存（UVLO）和浪涌保护等。最后，基于0.18μm的BCD工艺，对负载开关芯片的主要模块电路和整体电路进行了仿真验证。结果表明各项设计均满足要求。本文主要的工作内容和成果如下：

详细阐述了负载开关IC的研究背景及意义，对国内外负载开关芯片的研究现状作了简单介绍，对当前众多的负载开关产品的性能进行了归纳总结，根据其产品特点及市场需求提出了一种双向大电流的负载开关芯片，给出了负载开关芯片的主要设计指标，并给出了该芯片的整体结构框架； 详细介绍了负载开关芯片的基本原理及整体设计要求，根据负载开关芯片的功能特性给出其主要电特性参数和指标，并对芯片的管脚进行了定义，最后给出了负载开关芯片的系统框图； 根据所设计的负载开关芯片的功能特性，选择BCD工艺作为该负载开关芯片的制造工艺，并给出一种简单可靠的ESD保护电路和采用瞬态抑制二极管（TVS）的抗浪涌保护方案； 对负载开关芯片的主要模块电路进行了分析设计和仿真。包括对带隙基准电路、欠压锁定电路、过压保护电路、过温保护电路以及逻辑控制及驱动电路的设计和仿真验证。为了降低负载开关IC的静态功耗，在带隙基准电路设计中采用自偏置共源共栅结构的带隙基准为模拟电路提供参考电压；在芯片设计中采用背靠背的MOSFET结构来进行反向电压阻断。子电路和整体电路的仿真结果表明：在电源电压VIN从3V到20V，温度从-40℃到125℃范围内，内部供电电压VCORE为3.5V，带隙基准电压VREF为1.23V；当输入电压低于2.6V时欠压锁定被触发，在高于2.8V时芯片进入正常启动状态；在温度高于150℃时启动过温保护，在温度低于120℃时退出过温保护机制；过压保护的阈值电压为30V，当输入电压超过30V时，芯片了关断，当输入电压低于28V以内，芯片处于正常工作状态，中间有2V的迟滞；芯片的静态电流为110μA，导通电阻Ron为23mΩ。6.2 后期工作展望

本文较为系统的进行了一遍模拟集成电路设计和单颗芯片设计的流程和步骤，截止到目前，负载开关芯片已经完成了前端的电路设计和仿真验证，接下来的工作主要有以下几个方面：

对负载开关芯片进行版图设计及后仿真验证；此外，虽然电路前仿真基本上满足设计要求，但是还有很大的不足之处，需要进一部改善和优化，比如该如何提高芯片对输出短路的响应速度等问题。同时，在后期的测试过程中还会遇到很多问题，比如异常状态输出、芯片内部工作频率不高、系统不稳定等现象的产生，则需要进一步对电路进行分析检查，进行修正。本文设计的负载开关芯片支持3V到20V的直流输入电压，可承受的最大耐压值为28V，现在市场上各种便携式电子产品对耐高压、大电流以及更大输入的浪涌电压抑制及驱动能力的要求日渐趋显。这些更高的要求，也对模拟电路设计工程师而言是一项艰巨的挑战，即用最小的成本实现更完整的性能指标，以及满足消费者的需求。随着新能源汽车、5G通信等市场持续成长，全球电源管理芯片市场将持续受益。未来电源管理芯片的应用领域将从低端消费电子市场逐渐转向高端工业、汽车市场。同时，伴随着电源需求变得越来越复杂，使得负载开关也会更加越来越受欢迎。本文只是简单的设计了一款双向大电流的负载开关芯片，由于作者能力以及精力有限，文中尚有不足之处，还望各位老师和读者批评指正。